（実測波形からの逆算とフライバックRCD設計）
本記事では以下を 理論ベースかつ実務で再現可能な形で整理する。
MOSFETのドレイン電圧 (V_{ds}) に現れるリンギングは、主に以下の等価回路で説明できる。
これらが LC共振回路を形成する。
リンギング周波数 (f_r) をオシロスコープで測定すると、
[ \omega_r = 2\pi f_r ]
[ \omega_r \approx \frac{1}{\sqrt{LC}} ]
したがって、
[ LC \approx \frac{1}{\omega_r^2} ]
ここで得られるのは LとCの積のみであり、分離には追加情報が必要。
リンギングノードに 既知の微小容量 (\Delta C) を追加し、 周波数変化から元の C を逆算する。
モデル：
[ f = \frac{1}{2\pi\sqrt{L(C+\Delta C)}} ]
よって、
[ \left(\frac{f_1}{f_2}\right)^2 = \frac{C+\Delta C}{C} = 1 + \frac{\Delta C}{C} ]
[ C = \frac{\Delta C}{\left(\frac{f_1}{f_2}\right)^2 - 1} ]
[ L = \frac{1}{(2\pi f_1)^2 C} ]
リンギングの包絡線が指数減衰している場合：
[ v(t) \propto e^{-\alpha t}\cos(\omega_d t) ]
隣接ピーク振幅 (A_n, A_{n+1}) より：
[ \delta = \ln\left(\frac{A_n}{A_{n+1}}\right) ]
周期 (T = 1/f_r) とすると：
[ \alpha \approx \frac{\delta}{T} ]
直列RLC近似では：
[ \alpha \approx \frac{R}{2L} ]
※ 実回路では損失要素が多いため 補助的な目安とする。
フライバックでは、MOSFETオフ時に
一次側漏れインダクタンス (L_{lk}) に蓄積されたエネルギーが問題になる。
[ E_{lk} = \frac{1}{2} L_{lk} I_{pk}^2 ]
このエネルギーを Cで受け、Rで熱として消費するのがRCDスナバ。
MOSFETオフ時の基本電圧：
[ V_{ds,base} \approx V_{in,max} + V_{ref} ]
[ V_{ref} = \frac{N_p}{N_s}(V_o + V_d) ]
クランプ後の最大電圧：
[ V_{ds,max} \approx V_{in,max} + V_{ref} + V_{clamp} ]
設計指針：
1周期でのクランプ電圧リップルを (\Delta V) とすると：
[ E_{lk} \approx \frac{1}{2} C \left( (V_{clamp}+\Delta V)^2 - V_{clamp}^2 \right) ]
(\Delta V \ll V_{clamp}) の近似より：
[ E_{lk} \approx C V_{clamp} \Delta V ]
[ C \approx \frac{\frac{1}{2} L_{lk} I_{pk}^2} {V_{clamp} \Delta V} ]
実務では：
[ \Delta V \approx (0.05 \sim 0.2)\,V_{clamp} ]
とすることが多い。
平均的に抵抗が消費する電力：
[ P_R \approx E_{lk} f_{sw} ]
一方、抵抗の消費電力は：
[ P_R \approx \frac{V_{clamp}^2}{R} ]
よって、
[ R \approx \frac{V_{clamp}^2}{E_{lk} f_{sw}} ]
※ 実波形では近似だが、初期値として有効
高周波ノイズは主に以下で決まる：
立ち上がり時間 (t_r) を持つ波形のスペクトルは、
[ f \gtrsim \frac{0.35}{t_r} ]
付近から急激に減衰する。
→ スナバで (t_r) を長くすると高周波成分が減る
LC共振はスペクトル上で：
RCスナバのRは：
スナバ設計は：
寄生LCの 共振周波数・Q・エネルギー を
意図的に制御するアナログ設計問題
であり、
測定 → 逆算 → 設計 → 再測定 のループが本質である。